Hvad sker der med digitale nedkonvertere – del 2

I den første del af denne artikel, What's Up with Digital Downconverters—Del 1, så vi på industriens fremstød for sampling af højere frekvenser i højere frekvens RF-bånd, og hvordan digitale downconverters (DDC'er) kan aktivere denne type radioarkitektur. Adskillige tekniske aspekter blev diskuteret i forbindelse med DDC'en, der findes i AD9680-familien af ​​produkter. Et sådant aspekt var, at højere input-samplingbåndbredder giver mulighed for radioarkitekturer, der direkte kan sample ved højere RF-frekvenser og konvertere inputsignalerne direkte til baseband. DDC'en gør det muligt for en RF-sampling ADC at digitalisere sådanne signaler uden bekostning af en stor mængde datagennemstrømning. Tuning- og decimeringsfiltreringen, der findes i DDC'en, kan bruges til at indstille inputbåndet og filtrere uønskede frekvenser. I denne del vil vi se nærmere på decimeringsfiltreringen og anvende den på eksemplet, der blev diskuteret i del 1. Derudover vil vi tage et kig på Virtual Eval, som inkorporerer ADIsimADC-motoren i et nyt og fornyet softwaresimuleringsværktøj. Virtual Eval vil blive brugt til at demonstrere, hvor tæt det simulerede resultat matcher de målte data fra eksemplet. I del 1 så vi på et eksempel, hvor vi brugte NCO og decimeringsfiltrering i DDC til at se effekterne af frekvensfoldning og oversættelse i DDC. Nu vil vi se nærmere på decimeringsfiltreringen og hvordan ADC-aliasing påvirker den effektive respons af decimeringsfiltreringen. Endnu en gang vil vi se på AD9680 som et eksempel. Decimeringsfilterets svar normaliseres, så responsen kan ses og forstås og kan anvendes på hver hastighedsgrad. Decimeringsfilterets svar skaleres simpelthen med samplingsfrekvensen. I filterresponsplot, der er inkluderet her, er det specifikke insertionstab vs. frekvensen er ikke angivet nøjagtigt, men er figurativt vist for at illustrere filterets omtrentlige respons. Disse eksempler er beregnet til at give en forståelse på højt niveau af decimeringsfilterresponser for at forstå omtrentlig, hvor filterpasbåndet og stopbåndet ligger. Husk på, at AD9680 har fire DDC'er, der består af en NCO, op til fire kaskadede halvbåndsfiltre (HB) (som også vil blive omtalt som decimeringsfiltre), en valgfri 6 dB forstærkningsblok og en valgfri kompleks til reel konverteringsblok som illustreret i figur 1. Som vi diskuterede i del 1, passerer signalet først gennem NCO'en, som skifter inputtonerne i frekvens, passerer derefter gennem decimeringen, eventuelt gennem forstærkningsblokken og eventuelt gennem den komplekse til reelle konvertering. Figur 1. DDC -signalbehandlingsblokke i AD9680. Vi vil begynde med at se på DDC-decimeringsfiltrene, når den komplekse til reelle konverteringsblok er aktiveret i AD9680. Dette betyder, at DDC'en vil blive konfigureret til at acceptere et reelt input og have et reelt output. I AD9680 flytter den komplekse til reelle konvertering automatisk indgangsfrekvenserne op i frekvens med et beløb svarende til fS/4. Figur 2 viser lavpasresponset af HB1-filteret. Dette er svaret fra HB1, der viser det reelle og komplekse domænesvar. For at forstå filterets reelle funktion er det vigtigt først at se den grundlæggende filterrespons i de reelle og komplekse domæner, så lavpasresponsen kan ses. HB1-filteret har et pasbånd på 38.5 % af den rigtige Nyquist-zone. Den har også et stopbånd, der er 38.5 % af den reelle Nyquist-zone, hvor overgangsbåndet udgør de resterende 23 %. Ligeledes i det komplekse domæne udgør pasbåndet og stopbåndet hver 38.5 % (77 % i alt) af den komplekse Nyquist-zone, mens overgangsbåndet udgør de resterende 23 %. Som figur 2 illustrerer, er filteret et spejlbillede mellem de reelle og komplekse domæner. Figur 2. HB1-filterrespons – reelt og komplekst domænerespons. Nu kan vi observere, hvad der sker, når vi placerer DDC'en i reel tilstand ved at aktivere den komplekse til reelle konverteringsblok. Aktivering af kompleks til reel konvertering resulterer i et skift af fS/4 i frekvensdomænet. Dette er illustreret i figur 3, som viser frekvensforskydningen og den resulterende filterrespons. Læg mærke til de ubrudte linjer og de stiplede linjer i filterresponsen. Den fuldt optrukne linje og det skraverede område indikerer, at dette er det nye filterrespons efter fS/4-frekvensskiftet (det resulterende filterrespons kan ikke krydse Nyquist-grænsen). De stiplede linjer er givet til illustration for at vise den filterrespons, der ville eksistere, hvis den ikke løb ind i Nyquist-grænsen. Figur 3. HB1-filterrespons - ægte DDC-tilstand (kompleks til reel konvertering aktiveret). Bemærk, at HB1-filterets båndbredde forbliver uændret mellem figur 2 og 3. Forskellen mellem de to er fS/4 frekvensskiftet og den resulterende centerfrekvens inden for den første Nyquist-zone. Bemærk dog, at i figur 2 har vi 38.5 % af Nyquist for den reelle del af signalet og 38.5 % af Nyquist for den komplekse del af signalet. I figur 3, med kompleks til reel konverteringsblok aktiveret, er der 77 % af Nyquist for det reelle signal, og det komplekse domæne er blevet kasseret. Filterresponsen forbliver uændret bortset fra fS/4-frekvensskiftet. Bemærk også som et produkt af denne konvertering, at decimeringsraten nu er lig med én. Den effektive samplerate er stadig fS, men i stedet for hele Nyquist-zonen er der kun 77% af tilgængelig båndbredde i Nyquist-zonen. Det betyder, at med HB1-filteret og den komplekse til reelle konverteringsblok aktiveret, er decimeringshastigheden lig med én (se AD9680-databladet for mere information). Dernæst vil vi se på filtersvarene for forskellige decimeringshastigheder (det vil sige at aktivere flere halvbåndsfiltre), og hvordan aliasing af ADC-indgangsfrekvenserne påvirker de effektive decimeringsfilterresponser. Den faktiske frekvensgang for HB1 er givet af den optrukne blå linje i figur 4. Den stiplede linje repræsenterer den effektive aliaserede respons af HB1 på grund af aliasing-effekterne af ADC. På grund af det faktum, at frekvenser input til 2., 3., 4. osv. Nyquist-zoner alias ind i den 1. Nyquist-zone af ADC'en, HB1-filterresponset er effektivt aliaseret ind i disse Nyquist-zoner. For eksempel vil et signal, der ligger ved 3fS/4, kaldes ind i den første Nyquist-zone ved fS/4. Det er vigtigt at forstå, at HB1-filterresponset kun findes i den første Nyquist-zone, og at det er aliasingen af ​​ADC'en, der resulterer i, at den effektive respons fra HB1-filteret ser ud til at være aliasset ind i de andre Nyquist-zoner. Figur 4. HB1 effektiv filterrespons på grund af ADC-aliasing. Lad os nu se på det tilfælde, hvor vi aktiverer HB1 + HB2. Dette resulterer i et decimeringsforhold på to. Endnu en gang er den faktiske frekvensgang for HB1 + HB2-filtrene givet af den ubrudte blå linje. Centerfrekvensen af ​​filterpasbåndet er stadig fS/4. Aktivering af begge HB1 + HB2-filtre resulterer i en tilgængelig båndbredde på 38.5 % af Nyquist-zonen. Bemærk igen aliasing-effekterne af ADC og dens indvirkning på kombinationen af ​​HB1 + HB2-filtre. Et signal, der vises ved 7fS/8, vil kaldes ind i den første Nyquist-zone ved fS/8. Ligeledes vil et signal ved 5fS/8 alias ind i den første Nyquist-zone ved 3fS/8. Disse eksempler med den komplekse til reelle konverteringsblok aktiveret kan nemt udvides fra HB1 + HB2 til at omfatte et eller begge af HB3- og HB4-filtrene. Bemærk, at HB1-filteret ikke kan omgås, når DDC er aktiveret, mens HB2-, HB3- og HB4-filtre valgfrit kan aktiveres. Figur 5. HB1 + HB2 effektiv filterrespons på grund af ADC-aliasing (decimeringshastighed = 2). Nu hvor den virkelige funktionsmåde med decimeringsfiltrene aktiveret er blevet diskuteret, kan den komplekse funktionsmåde med DDC nu undersøges. AD9680 vil fortsat blive brugt som eksempel. På samme måde som DDC'ens reelle tilstand vil de normaliserede decimeringsfiltersvar blive præsenteret. Endnu en gang viser eksemplerne på filterresponsplot, der er inkluderet her, ikke det specifikke indsættelsestab vs. frekvens, men i stedet viser de billedligt filterets omtrentlige respons. Dette gøres for at give en forståelse på højt niveau af, hvordan filtersvarene påvirkes af ADC-aliasing. Med DDC i kompleks tilstand er den konfigureret til at have et komplekst output, der består af reelle og komplekse frekvensdomæner, der almindeligvis omtales som I og Q. Husk fra figur 2, at HB1-filteret har en lavpasrespons med et pasbånd på 38.5 % af den rigtige Nyquist-zone. Den har også et stopbånd, der er 38.5 % af den reelle Nyquist-zone, hvor overgangsbåndet udgør de resterende 23 %. Ligeledes i det komplekse domæne udgør pasbåndet og stopbåndet hver 38.5 % (77 % i alt) af den komplekse Nyquist-zone, hvor overgangsbåndet udgør de resterende 23 %. Når DDC'en betjenes i kompleks output-tilstand med HB1-filteret aktiveret, er decimeringsforholdet lig med to, og output-samplingsfrekvensen er halvdelen af ​​input-sample-uret. Ved at udvide plottet fra figur 2 for at vise virkningerne af aliasing af ADC'en har vi, hvad der er vist i figur 6. Den ubrudte blå linje repræsenterer den faktiske filterrespons, mens den stiplede blå linje repræsenterer filterets effektive aliaserede respons på grund af ADC'ens aliasingeffekter. Et indgangssignal ved 7fS/8 vil kaldes ind i den første Nyquist-zone ved fS/8, hvilket placerer det i pasbåndet af HB1-filteret. Det komplekse billede af det samme signal ligger ved -7fS/8 og vil alias i det komplekse domæne til -fS/8, hvilket placerer det i pasbåndet af HB1-filteret i det komplekse domæne. Figur 6. HB1 effektiv filterrespons på grund af ADC-aliasing (decimeringshastighed = 2) - kompleks. Vi går videre og ser på det tilfælde, hvor HB1 + HB2 er aktiveret, hvilket er vist i figur 7. Dette resulterer i et decimeringsforhold på fire for hver I- og Q-output. Endnu en gang er den faktiske frekvensgang for HB1 + HB2-filtrene givet af den ubrudte blå linje. Aktivering af begge HB1 + HB2-filtre resulterer i en tilgængelig båndbredde på 38.5 % af den decimerede Nyquist-zone i hvert af de reelle og komplekse domæner (38.5 % af fS/4, hvor fS er input-eksempel-uret). Læg mærke til aliasing-effekterne af ADC'en og dens indvirkning på kombinationen af ​​HB1 + HB2-filtre. Et signal, der vises ved 15fS/16, vil kaldes ind i den første Nyquist-zone ved fS/16. Dette signal har et komplekst billede ved –15fS/16 i det komplekse domæne og vil kaldes ind i den første Nyquist-zone i det komplekse domæne ved –fS/16. Endnu en gang kan disse eksempler udvides til de tilfælde, hvor HB3 og HB4 er aktiveret. Disse er ikke vist i denne artikel, men kan let ekstrapoleres baseret på responsen af ​​HB1 + HB2 vist i figur 7. Figur 7. HB1 + HB2 effektiv filterrespons på grund af ADC-aliasing (decimeringshastighed = 4) – kompleks. Nogle spørgsmål, der kommer til at tænke på, når man ser på alle disse decimeringsfiltersvar, kan være: "Hvorfor decimerer vi?" og "Hvilken fordel giver det?" Forskellige applikationer har forskellige krav, som kan drage fordel af decimering af ADC-outputdataene. En motivation er at opnå signal-til-støj-forhold (SNR) over et smalt frekvensbånd, der ligger i et RF-frekvensbånd. En anden grund er mindre båndbredde at behandle, hvilket resulterer i lavere output-banehastigheder på tværs af JESD204B-grænsefladen. Dette kan tillade brugen af ​​en lavere pris FPGA. Ved at bruge alle fire decimeringsfiltre kan DDC realisere behandlingsforstærkning og forbedre SNR med op til 10 dB. I tabel 1 kan vi se den tilgængelige båndbredde, decimeringsforhold, output sample rate og den ideelle SNR-forbedring, der tilbydes af de forskellige decimeringsfiltervalg, når DDC'en betjenes i reelle og komplekse tilstande. Tabel 1. DDC-filterkarakteristika for AD9680 decimeringsfiltervalg Kompleks output reelt udgangsalias beskyttet båndbredde Ideel SNR-forbedring Decimationsforhold Output Sample Rate Decimeringsforhold Output Sample Rate HB1 2 0.5 × fS 1 fS 0.385 × 1 × 1 × fS 2 H × fS 4 H × 0.25 × fS 2 HB0.5 + HB0.1925 + HB4 1 2 × fS 3 8 × fS 0.125 × fS 4 HB0.25 + HB0.09625 + HB7 + HB1 2 3 × fS 4 16 × fS 0.0625 diskussionen af ​​D8 0.125 × 0.048125 fS10. ind i både de reelle og komplekse driftsformer for decimeringsfiltrene i AD9680. Der er flere fordele ved at bruge decimeringsfiltreringen. DDC'en kan fungere i reel eller kompleks tilstand og give brugeren mulighed for at bruge forskellige modtagertopologier afhængigt af behovene for den særlige applikation. Dette kan nu sættes sammen med det, der blev diskuteret i del 1 og hjælpe med at se på et rigtigt eksempel med AD9680. Dette eksempel vil sætte målte data sammen med simulerede data fra Virtual Eval™, så resultaterne kan sammenlignes. I dette eksempel vil de samme betingelser som blev brugt i del 1 blive brugt. Indgangssamplingshastigheden er 491.52 MSPS, og inputfrekvensen er 150.1 MHz. NCO-frekvensen er 155 MHz, og decimeringshastigheden er indstillet til fire (på grund af NCO-opløsningen er den faktiske NCO-frekvens 154.94 MHz). Dette resulterer i en output samplingshastighed på 122.88 MSPS. Da DDC'en udfører kompleks blanding, er det komplekse frekvensdomæne inkluderet i analysen. Bemærk, at decimeringsfiltersvarene er blevet tilføjet og er vist i mørk lilla i figur 8. Figur 8. Signaler, når de passerer gennem DDC-signalbehandlingsblokken – decimeringsfiltrering vist. Spektrum efter NCO-skiftet: Grundfrekvensen skifter fra +150.1 MHz ned til –4.94 MHz. Billedet af det fundamentale skifter fra –150.1 MHz og ombrydes til +186.48 MHz. Den 2. harmoniske skifter fra 191.32 MHz ned til 36.38 MHz. Den 3. harmoniske skifter fra +41.22 MHz ned til –113.72 MHz. Spektrum efter decimering med 2: Grundfrekvensen forbliver på –4.94 MHz. Billedet af det grundlæggende oversættes til –59.28 MHz og dæmpes af HB2 -decimeringsfilteret. Den 2. harmoniske forbliver på 36.38 MHz. Den 3. harmoniske dæmpes af HB2-decimeringsfilteret. Spektrum efter decimer med 4: Grundlaget forbliver på –4.94 MHz. Billedet af det fundamentale forbliver på –59.28 MHz og dæmpes af HB1-decimeringsfilteret. Den 2. harmoniske forbliver på –36.38 MHz og dæmpes af HB1-decimeringsfilteret. Den 3. harmoniske er filtreret og næsten elimineret af HB1 decimeringsfilteret. Den faktiske måling på AD9680-500 er vist i figur 9. Grundfrekvensen er på –4.94 MHz. Billedet af det fundamentale ligger ved –59.28 MHz med en amplitude på –67.112 dBFS, hvilket betyder, at billedet er blevet dæmpet med cirka 66 dB. Den anden harmoniske ligger ved 2 MHz og er blevet dæmpet med cirka 36.38 dB til 10 dB. Den 3. harmoniske er blevet filtreret tilstrækkeligt til, at den ikke stiger over støjgulvet i målingen. Figur 9. FFT kompleks output af signal efter DDC med NCO = 155 MHz og decimer med 4. Nu kan Virtual Eval bruges til at se, hvordan de simulerede resultater sammenlignes med de målte resultater. For at begynde skal du åbne værktøjet fra webstedet og vælge en ADC, der skal simuleres (se figur 10). Virtual Eval-værktøjet er på webstedet Analog Devices på Virtual Eval. AD9680-modellen, der ligger i Virtual Eval, inkorporerer en ny funktion, der udvikles, som gør det muligt for brugeren at simulere forskellige hastighedsgrader af ADC'er. Denne funktion er nøglen til eksemplet, da eksemplet bruger AD9680-500. Når Virtual Eval er indlæst, er den første prompt at vælge en produktkategori og et produkt. Bemærk, at Virtual Eval ikke kun dækker højhastigheds-ADC'er, men også har produktkategorier for præcisions-ADC'er, højhastigheds-DAC'er og integrerede/specielle konvertere. Figur 10. Produktkategori og produktudvalg i Virtual Eval. Vælg AD9680 fra produktudvalget. Dette åbner hovedsiden for simuleringen af ​​AD9680. Virtual Eval-modellen til AD9680 inkluderer også et blokdiagram, der giver detaljer om den interne konfiguration af ADC analoge og digitale funktioner. Dette blokdiagram er det samme som det, der er angivet i databladet for AD9680. Fra denne side skal du vælge den ønskede hastighedsgrad fra rullemenuen til venstre på siden. For eksemplet her skal du vælge hastighedsgraden på 500 MHz som vist i figur 11. Figur 11. AD9680 hastighedsklassevalg og blokdiagram i Virtual Eval. Dernæst skal inputbetingelserne indstilles for at udføre FFT-simuleringen (se figur 12). Husk testbetingelserne for eksemplet inkluderer en klokfrekvens på 491.52 MHz og en indgangsfrekvens på 150 MHz. DDC'en er aktiveret med NCO-frekvensen indstillet til 155 MHz, ADC-inputtet er indstillet til Real, kompleks til reel konvertering (C2R) er deaktiveret, DDC-decimeringshastigheden er indstillet til Fire, og 6 dB-forstærkningen i DDC'en er aktiveret. Det betyder, at DDC'en er sat op til et reelt inputsignal og et komplekst udgangssignal med et decimeringsforhold på fire. Forstærkningen på 6 dB i DDC'en er aktiveret for at kompensere for tabet på 6 dB på grund af blandingsprocessen i DDC'en. Virtual Eval viser kun støj- eller forvrængningsresultater ad gangen, så to plots er inkluderet, hvor det ene viser støjresultaterne (Figur 12) og det andet viser forvrængningsresultaterne (Figur 13). Figur 12. AD9680 FFT-simulering i Virtual Eval—støjresultater. Figur 13. AD9680 FFT-simulering i Virtual Eval—forvrængningsresultater. Der er mange præstationsparametre, der er angivet i Virtual Eval. Værktøjet giver de harmoniske placeringer såvel som placeringen af ​​det grundlæggende billede, hvilket kan være meget praktisk ved frekvensplanlægning. Dette kan hjælpe med at gøre frekvensplanlægning en smule lettere ved at give brugeren mulighed for at se, om grundbilledet eller harmoniske toner vises i det ønskede outputspektrum. Simuleringen i Virtual Eval giver en SNR-værdi på 71.953 dBFS og en SFDR på 69.165 dBc. Overvej dog et øjeblik, at det fundamentale billede typisk ikke vil være i outputspektret, og hvis vi fjerner den ansporing, så er SFDR 89.978 dB (hvilket er 88.978 dBc, når der henvises til -1 dBFS-indgangseffekten). Figur 14. AD9680 FFT måleresultat. Virtual Eval-simulatoren inkluderer ikke det grundlæggende billede, når den beregner SNR. Sørg for at justere indstillingerne i VisualAnalog™ for at ignorere det grundlæggende billede i målingen for at opnå den korrekte SNR. Ideen er at frekvensplanlægge, hvor det grundlæggende billede ikke er i det ønskede bånd. Det målte resultat for SNR er 71.602 dBFS, hvilket er ret tæt på det simulerede resultat på 71.953 dBFS i Virtual Eval. Ligeledes er den målte SFDR 91.831 dBc, hvilket er meget tæt på det simulerede resultat på 88.978 dBc. Virtual Eval gør et utroligt stykke arbejde med præcist at forudsige hardwarens adfærd. Enhedens adfærd kan forudsiges fra en behagelig stol med en god varm kop kaffe eller te. Specielt i tilfælde af en ADC med DDC'er såsom AD9680, er Virtual Eval i stand til at simulere ADC-ydelsen inklusive billeder og harmoniske godt nok til, at brugeren kan frekvensplanlægge og holde disse uønskede signaler uden for båndet, hvor det er muligt. Da transportøraggregering og direkte RF-sampling fortsætter med at stige i popularitet, er det ganske praktisk at have et værktøj i værktøjskassen som Virtual Eval. Evnen til nøjagtigt at forudsige ADC-ydeevne og frekvensplan hjælper systemdesignere til korrekt at frekvensplanlægge et design i applikationer som kommunikationssystemer såvel som militær-/rumfartsradarsystemer og mange andre typer applikationer. Jeg vil opfordre dig til at drage fordel af de digitale signalbehandlingsfunktioner i den seneste generation af ADC'er fra Analog Devices.

Læg en besked 

Message List