Hvad sker der med digitale nedkonvertere – del 1

Mange nuværende radioarkitekturer indeholder nedkonverteringstrin, der oversætter et RF- eller mikrobølgefrekvensbånd ned til en mellemfrekvens for basebåndsbehandling. Uanset slutapplikationen, uanset om det er kommunikation, rumfart og forsvar eller instrumentering, presser frekvenserne af interesse højere ind i RF- og mikrobølgespektret. En mulig løsning på dette scenarie er at bruge et stigende antal nedkonverteringstrin, såsom det, der er vist i figur 1. En anden mere effektiv løsning er imidlertid at bruge en RF ADC med en integreret digital downconverter (DDC) som vist i figur 2. Figur 1. Typisk modtager analog signalkæde med nedkonverteringstrin. Integrering af DDC-funktionalitet med en RF ADC eliminerer behovet for yderligere analoge nedkonverteringstrin og gør det muligt at konvertere spektret i RF-frekvensdomænet direkte ned til basebånd til behandling. RF ADC's evne til at behandle spektrum i gigahertz -frekvensdomænet lindrer behovet for at udføre potentielt flere nedkonverteringer i det analoge domæne. DDC'ens evne tillader holdbarhed af spektret samt filtrering via decimeringsfiltrering, hvilket også giver fordelen ved at forbedre det dynamiske område inden for båndet (øger SNR). Yderligere diskussion om dette emne findes her, "Ikke din bedstefars ADC", og her, "Gigasample ADC'er lover direkte RF -konvertering." Disse artikler giver yderligere diskussion om AD9680 og AD9625 og deres DDC -funktionalitet. Figur 2. Modtagersignalkæde ved hjælp af en RF ADC med en DDC. Det primære fokus her vil være på DDC-funktionaliteten, der findes i AD9680 (såvel som AD9690, AD9691 og AD9684). For at forstå DDC-funktionalitet og hvordan man analyserer outputspektret, når DDC'en bruges med en ADC, vil vi se på et eksempel med AD9680-500. Som en hjælp vil Frequency Folding Tool på Analog Devices-webstedet blive brugt. Dette enkle, men kraftfulde værktøj kan bruges til at hjælpe med at forstå aliasing-effekterne af en ADC, som er det første trin i at analysere outputspektret i en RF ADC med integrerede DDC'er såsom AD9680. I dette eksempel fungerer AD9680-500 med et input clock på 368.64 MHz og en analog input frekvens på 270 MHz. For det første er det vigtigt at forstå opsætningen af ​​de digitale behandlingsblokke i AD9680. AD9680 vil blive indstillet til at bruge den digitale nedkonverter (DDC), hvor inputtet er reelt, outputtet er komplekst, den numerisk styrede oscillator (NCO) tuning frekvens er indstillet til 98 MHz, halvbåndsfilter 1 (HB1) er aktiveret, og 6 dB forstærkningen er aktiveret. Da output er kompleks, deaktiveres den komplekse til reelle konverteringsblok. Det grundlæggende diagram for DDC er vist i figur 3. For at forstå, hvordan inputtonerne behandles, er det vigtigt at forstå, at signalet først passerer gennem NCO'en, som forskyder inputtonerne i frekvens, derefter passerer gennem decimeringen, eventuelt gennem forstærkningsblokken og derefter eventuelt gennem kompleks til reel konvertering. Figur 3. DDC -signalbehandlingsblokke i AD9680. Det er også vigtigt at forstå makrovisningen af ​​signalstrømmen gennem AD9680. Signalet kommer ind gennem de analoge indgange, passerer gennem ADC -kernen, ind i DDC, derefter gennem JESD204B -serialiseringsenheden og derefter ud gennem JESD204B -serielle udgangsbaner. Dette er illustreret af blokdiagrammet for AD9680 vist i figur 4. Figur 4. AD9680 blokdiagram. Med et input sample clock på 368.64 MHz og en analog input frekvens på 270 MHz, vil inputsignalet kaldes ind i den første Nyquist zone ved 98.64 MHz. Den anden harmoniske af inputfrekvensen vil kaldes ind i den første Nyquist-zone ved 171.36 MHz, mens den tredje harmoniske kaldes til 72.72 MHz. Dette er illustreret med plottet af frekvensfoldningsværktøjet i figur 5. Figur 5. ADC-udgangsspektrum illustreret af Frequency Folding Tool. Frekvensfoldningsværktøjsplottet vist i figur 5 giver signalets tilstand ved udgangen af ​​ADC -kernen, før det passerer gennem DDC i AD9680. Den første behandlingsblok, som signalet passerer igennem i AD9680, er NCO'en, der vil flytte spektret til venstre i frekvensdomænet med 98 MHz (husk, at vores tuning-frekvens er 98 MHz). Dette vil flytte den analoge indgang fra 98.64 MHz ned til 0.64 MHz, den anden harmoniske vil skifte ned til 73.36 MHz, og den tredje harmoniske vil skifte ned til –25.28 MHz (husk, at vi ser på et komplekst output). Dette er vist i FFT-plottet fra Visual Analog i figur 6 nedenfor. Figur 6. FFT kompleks output efter en DDC med NCO = 98 MHz og decimeres med 2. Fra FFT -plottet i figur 6 kan vi tydeligt se, hvordan NCO har forskudt de frekvenser, som vi observerede i Frequency Folding Tool. Det interessante er, at vi ser en uforklarlig tone i FFT. Men er denne tone virkelig uforklarlig? NCO'en er ikke subjektiv og skifter alle frekvenser. I dette tilfælde har den flyttet aliaset for den grundlæggende indgangstone 98 MHz ned til 0.64 MHz og flyttet den anden harmoniske til 73.36 MHz og den tredje harmoniske til –25.28 MHz. Derudover er endnu en tone også blevet skiftet og vises ved 86.32 MHz. Hvor kom denne tone egentlig fra? Frembragte signalbehandlingen af ​​DDC'en eller ADC'en på en eller anden måde denne tone? Svaret er nej ... og ja. Lad os se nærmere på dette scenario. Frekvensfoldningsværktøjet inkluderer ikke DC-offset for ADC. Denne DC offset resulterer i en tone til stede ved DC (eller 0 Hz). Frekvensfoldningsværktøjet antager en ideel ADC, der ikke ville have nogen DC-offset. I det faktiske output fra AD9680 flyttes DC offset-tonen ved 0 Hz ned i frekvens til –98 MHz. På grund af den komplekse blanding og decimering foldes denne dc offset-tone tilbage rundt i den første Nyquist-zone i det rigtige frekvensdomæne. Når man ser på et komplekst indgangssignal, hvor en tone skifter ind i den anden Nyquist -zone i det negative frekvensdomæne, vil den vikle sig tilbage til den første Nyquist -zone i det reelle frekvensdomæne. Da vi har decimering aktiveret med en decimeringshastighed lig med to, er vores decimerede Nyquist-zone 92.16 MHz bred (tilbagekaldelse: fs = 368.64 MHz og den decimerede samplerate er 184.32 MHz, som har en Nyquist-zone på 92.16 MHz). DC -forskydningstonen forskydes til –98 MHz, hvilket er 5.84 MHz delta fra den decimerede Nyquist -zonegrænse ved 92.16 MHz. Når denne tone foldes tilbage til den første Nyquist -zone, ender den på samme forskydning fra Nyquist -zonegrænsen i det reelle frekvensdomæne, som er 92.16 MHz - 5.84 MHz = 86.32 MHz. Det er præcis her, vi ser tonen i FFT-plottet ovenfor! Så teknisk set producerer ADC signalet (da det er DC -forskydningen), og DDC flytter det bare lidt rundt. Det er her, god frekvensplanlægning kommer ind i billedet. Korrekt frekvensplanlægning kan hjælpe med at undgå situationer som denne. Nu hvor vi har set på et eksempel ved hjælp af NCO- og HB1 -filteret med en decimeringshastighed svarende til to, lad os tilføje lidt mere til eksemplet. Nu vil vi øge decimeringshastigheden i DDC for at se virkningerne af frekvensfoldning og oversættelse, når en højere decimeringshastighed anvendes sammen med frekvensindstilling med NCO. I dette eksempel vil vi se på AD9680-500, der opererer med et input clock på 491.52 MHz og en analog input frekvens på 150.1 MHz. AD9680 vil blive indstillet til at bruge den digitale downconverter (DDC) med en reel indgang, en kompleks udgang, en NCO-tuningsfrekvens på 155 MHz, halvbåndsfilter 1 (HB1) og halvbåndsfilter 2 (HB2) aktiveret (total decimeringshastighed er lig med fire) og 6 dB forstærkning aktiveret. Da output er kompleks, deaktiveres den komplekse til reelle konverteringsblok. Genkald fra figur 3 grunddiagrammet for DDC'en, som giver signalflowet gennem DDC'en. Igen passerer signalet først gennem NCO'en, som skifter inputtonerne i frekvens, passerer derefter gennem decimeringen, gennem forstærkningsblokken, og i vores tilfælde omgår komplekset til reel konvertering. Endnu en gang vil vi bruge Frequency Folding Tool til at hjælpe med at forstå aliasing-effekterne af ADC'en for at evaluere, hvor den analoge indgangsfrekvens og dens harmoniske vil være placeret i frekvensdomænet. I dette eksempel har vi et reelt signal, en samplingshastighed på 491.52 MSPS, decimeringshastigheden er sat til fire, og output er kompleks. Ved udgangen af ​​ADC'en vises signalet som vist nedenfor i figur 7 med Frequency Folding Tool. Figur 7. ADC-udgangsspektrum illustreret af Frequency Folding Tool. Med et input -ur på 491.52 MHz og en analog indgangsfrekvens på 150.1 MHz vil input -signalet ligge i den første Nyquist -zone. Den anden harmoniske af inputfrekvensen ved 300.2 MHz vil alias ind i den første Nyquist-zone ved 191.32 MHz, mens den tredje harmoniske ved 450.3 MHz aliaserer ind i den første Nyquist-zone ved 41.22 MHz. Dette er tilstanden af ​​signalet ved udgangen af ​​ADC'en, før det passerer gennem DDC'en. Lad os nu se på, hvordan signalet passerer gennem de digitale behandlingsblokke inde i DDC. Vi vil se på signalet, når det går gennem hvert trin og observere, hvordan NCO forskyder signalet, og decimeringsprocessen efterfølgende folder signalet. Vi vil fastholde plottet med hensyn til input-samplingsfrekvensen, 491.52 MSPS, og fs-vilkårene vil være med hensyn til denne samplerate. Lad os observere den generelle proces som vist i figur 8. NCO vil flytte indgangssignalerne til venstre. Når signalet i det komplekse (negative frekvens) domæne rykker ud over –fs/2, vil det foldes tilbage til den første Nyquist -zone. Derefter passerer signalet gennem det første decimeringsfilter, HB2, som decimerer med to. I figuren viser jeg decimeringsprocessen uden at vise filterresponset, selvom operationerne sker sammen. Dette er for enkelhedens skyld. Efter den første decimering med en faktor på to, omsættes spektret fra fs/4 til fs/2 til frekvenser mellem –fs/4 og dc. På samme måde omsættes spektret fra –fs/2 til –fs/4 til frekvenserne mellem dc og fs/4. Signalet passerer nu gennem det andet decimeringsfilter, HB1, som også decimerer med to (den samlede decimering er nu lig med fire). Spektret mellem fs/8 og fs/4 vil nu oversættes til frekvenserne mellem –fs/8 og dc. På samme måde oversættes spektret mellem –fs/4 og –fs/8 til frekvenserne mellem dc og fs/8. Selvom decimering er angivet i figuren, vises decimeringsfiltreringsoperationen ikke. Figur 8. Virkninger af decimeringsfiltre på ADC -udgangsspektrum - generisk eksempel. Husk på det tidligere omtalte eksempel med en input-samplinghastighed på 491.52 MSPS og en inputfrekvens på 150.1 MHz. NCO-frekvensen er 155 MHz, og decimeringshastigheden er lig med fire (på grund af NCO-opløsningen er den faktiske NCO-frekvens 154.94 MHz). Dette resulterer i en output samplingshastighed på 122.88 MSPS. Da AD9680 er konfigureret til kompleks blanding, bliver vi nødt til at inkludere det komplekse frekvensdomæne i vores analyse. Figur 9 viser, at frekvensoversættelserne er ret travle, men med omhyggelig undersøgelse kan vi arbejde os igennem signalstrømmen. Figur 9. Effekter af decimeringsfiltre på ADC -udgangsspektrum - faktisk eksempel. Spektrum efter NCO -skiftet: Grundfrekvensen skifter fra +150.1 MHz ned til –4.94 MHz. Billedet af det fundamentale skifter fra –150.1 MHz og ombrydes til 186.48 MHz. Den anden harmoniske skifter fra 191.32 MHz ned til 36.38 MHz.  Den tredje harmoniske skifter fra +41.22 MHz ned til –113.72 MHz. Spektrum efter decimering med 2: Grundfrekvensen forbliver på –4.94 MHz. Billedet af det grundlæggende oversættes til –59.28 MHz og dæmpes af HB1 -decimeringsfilteret. Den anden harmoniske forbliver på 36.38 MHz. Den tredje harmoniske dæmpes betydeligt af HB2-decimeringsfilteret. Spektrum efter decimering med 4: Grundlaget forbliver på –4.94 MHz. Billedet af det fundamentale forbliver på –59.28 MHz. Den anden harmoniske forbliver på –36.38 MHz. Den tredje harmoniske er filtreret og næsten elimineret af HB1 decimeringsfilteret. Lad os nu se på den faktiske måling på AD9680-500. Vi kan se det fundamentale ligger ved –4.94 MHz. Billedet af det fundamentale ligger ved –59.28 MHz med en amplitude på –67.112 dBFS, hvilket betyder, at billedet er blevet dæmpet med cirka 66 dB. Den anden harmoniske ligger ved 36.38 MHz. Bemærk, at VisualAnalog ikke finder de harmoniske frekvenser korrekt, da det ikke fortolker NCO-frekvensen og decimeringshastighederne. Figur 10. FFT kompleks output plot af signal efter DDC med NCO = 155 MHz og decimer med 4. Fra FFT kan vi se udgangsspektret for AD9680-500 med DDC sat op til et reelt input og komplekst output med en NCO-frekvens på 155 MHz (faktisk 154.94 MHz) og en decimeringshastighed lig med fire. Jeg opfordrer dig til at gå gennem signalflowdiagrammet for at forstå, hvordan spektret forskydes og oversættes. Jeg vil også opfordre dig til at gennemgå eksemplerne i denne artikel omhyggeligt for at forstå virkningerne af DDC på ADC-outputspektret. Jeg anbefaler at udskrive figur 8 og holde den ved hånden som reference, når du analyserer outputspektret for AD9680, AD9690, AD9691 og AD9684. Mens jeg understøttede disse produkter, har jeg haft mange spørgsmål vedrørende frekvenser, der er i outputspektret for ADC'erne, der anses for uforklarlige. Men når analysen er udført, og signalstrømmen er analyseret gennem NCO og decimeringsfiltrene, bliver det tydeligt, at det, der først blev betragtet som uforklarlige sporer i spektret, faktisk bare er signaler, der ligger præcis, hvor de skal være. Det er mit håb, at du efter at have læst og studeret denne artikel er bedre rustet til at håndtere spørgsmål, næste gang du arbejder med en ADC, der har integreret DDC'er. Hold øje med del to, hvor vi vil fortsætte med at se på yderligere aspekter af DDC-operationen og også hvordan vi kan simulere dens adfærd.

Læg en besked 

Message List