X- og Ku-Band Small Form Factor Radio Design

Mange rumfarts- og forsvarselektroniksystemer i satcom-, radar- og EW/SIGINT-felterne har længe krævet adgang til en del, eller alle, X- og Ku-frekvensbåndene. Da disse applikationer flytter til mere bærbare platforme såsom ubemandede luftfartøjer (UAV'er) og håndholdte radioer, er det afgørende at udvikle en ny lille formformfaktor, laveffektradiodesign, der fungerer i X- og Ku -båndene, samtidig med at der stadig opretholdes meget høje niveauer af ydeevne. Denne artikel skitserer en ny højfrekvent IF-arkitektur, der drastisk reducerer størrelsen, vægten, effekten og omkostningerne for både modtageren og senderen uden at påvirke systemspecifikationerne. Den resulterende platform er også mere modulær, fleksibel og softwaredefineret end eksisterende radiodesigns. Introduktion I de senere år har der været et stadigt stigende pres for at opnå bredere båndbredder, højere ydeevne og lavere effekt i RF-systemer, alt imens frekvensområdet øges og størrelsen reduceres. Denne tendens har været en drivkraft for teknologiske forbedringer, som har muliggjort større integration af RF -komponenter, end man har set før. Der er mange drivere, der presser denne tendens. Satcom -systemer ser ønskede datahastigheder på op til 4 Gbps for at understøtte transmission og modtagelse af terabyte med indsamlede data om dagen. Dette krav presser systemer til at fungere i Ku- og Ka-båndet på grund af det faktum, at bredere båndbredder og højere datahastigheder er lettere at opnå ved disse frekvenser. Dette krav betyder en højere densitet af kanaler og en bredere båndbredde pr. Kanal. Et andet område med stigende ydeevnekrav er EW og signal intelligens. Scanningshastighederne for sådanne systemer stiger, hvilket driver behovet for systemer, der har en hurtig tuning PLL og bred båndbreddækning. Drevet mod lavere størrelse, vægt og effekt (SWaP) og mere integrerede systemer stammer fra ønsket om at betjene håndholdte enheder i marken, samt øge kanaltætheden i store faste placeringssystemer. Fremskridt i fase -arrays muliggøres også ved yderligere integration af RF -systemer i en enkelt chip. Efterhånden som integration skubber transceivere mindre og mindre, giver det hvert antenneelement sin egen transceiver, hvilket igen muliggør progression fra analog beamforming til digital beamforming. Digital stråleformning giver mulighed for at spore flere stråler ad gangen fra et enkelt array. Faserede array -systemer har et utal af applikationer, uanset om det er til vejrradar, EW -applikationer eller styret kommunikation. I mange af disse applikationer er drevet til højere frekvenser uundgåeligt, da signalmiljøet ved lavere frekvenser bliver mere overbelastet. I denne artikel løses disse udfordringer ved hjælp af en stærkt integreret arkitektur baseret på AD9371 -transceiveren som en IF -modtager og sender, der tillader fjernelse af et helt IF -trin og dets tilhørende komponenter. Inkluderet er en sammenligning mellem traditionelle systemer og denne foreslåede arkitektur, samt eksempler på, hvordan denne arkitektur kan implementeres gennem en typisk designproces. Specifikt giver brugen af ​​en integreret transceiver mulighed for avanceret frekvensplanlægning, som ikke er tilgængelig i en standard superheterodyne -stil transceiver. Oversigt over Superheterodyne-arkitektur Superheterodyne-arkitekturen har været den foretrukne arkitektur i mange år på grund af den høje ydeevne, der kan opnås. En superheterodyne-modtagerarkitektur består typisk af et eller to blandingstrin, som føres ind i en analog-til-digital-omformer (ADC). En typisk superheterodyne -transceiver -arkitektur kan ses i figur 1.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 ' alt= 'Figur 1'& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 1. Traditionelle X- og Ku-bånds superheterodyn modtager og sender signalkæder. Det første konverteringstrin opkonverterer eller nedkonverterer RF -inputfrekvenserne til et spektrum uden for bånd. Frekvensen af ​​det første IF (mellemfrekvens) afhænger af frekvens- og ansporingsplanlægningen samt mixerens ydeevne og tilgængelige filtre til RF -forenden. Den første IF bliver så oversat til en lavere frekvens, som ADC'en kan digitalisere. Selvom ADC'er har gjort imponerende fremskridt i deres evne til at behandle højere båndbredder, er deres øvre grænse i dag omkring 2 GHz for optimal ydeevne. Ved højere inputfrekvenser er der afvejninger i ydelse vs. indgangsfrekvens, der skal overvejes, samt det faktum, at højere inputhastigheder kræver højere urfrekvenser, hvilket driver strøm op. Ud over blanderne er der filtre, forstærkere og trindæmpere. Filtrering bruges til at afvise uønskede out of band (OOB) signaler. Hvis de ikke er markeret, kan disse signaler skabe falske signaler, der falder oven på et ønsket signal, hvilket gør det vanskeligt eller umuligt at demodulere. Forstærkerne indstiller støjfiguren og forstærkningen af ​​systemet, hvilket giver tilstrækkelig følsomhed til at modtage små signaler, mens den ikke giver så meget, at ADC overmættes. En yderligere ting at bemærke er, at denne arkitektur ofte kræver overflade akustisk bølge (SAW) filtre for at opfylde skrappe filtreringskrav til antialiasing i ADC. Med SAW-filtre kommer skarp afrulning for at opfylde disse krav. Der indføres dog også betydelig forsinkelse såvel som ripple. Et eksempel på en superheterodyne-modtagerfrekvensplan for X-bånd er vist i figur 2. I denne modtager er det ønsket at modtage mellem 8 GHz og 12 GHz med en 200 MHz båndbredde. Det ønskede spektrum blandes med en afstembar lokal oscillator (LO) for at generere et IF ved 5.4 GHz. 5.4 GHz IF blandes derefter med en 5 GHz LO for at producere det sidste 400 MHz IF. Det endelige IF spænder fra 300 MHz til 500 MHz, hvilket er et frekvensområde, hvor mange ADC'er kan fungere godt.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 ' alt= 'Figur 2'& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 2. Eksempel på frekvensplan for en X-bånds modtager. Modtagerspecifikationer-hvad der har betydning Bortset fra den velkendte forstærkning, støjtal og tredjeparts aflytningsspecifikationer inkluderer nogle typiske specifikationer, der påvirker frekvensplanlægningen for enhver modtagerarkitektur, billedafvisning, IF-afvisning, selvgenereret falsk og LO-stråling. Billedsporer — RF uden for det interessebånd, der blandes med LO for at generere tone i IF. IF sporer — RF ved IF -frekvens, der sniger sig gennem filtrering før mixeren og viser sig som en tone i IF. LO-stråling—RF fra LO siver ud til indgangsstikket på modtagerkæden. LO-stråling giver et middel til at blive detekteret, selv når der kun er modtaget operation (se figur 3).       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing- pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure3.png?w=435 ' alt='Figur 3'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 3. LO -stråling lækker tilbage gennem forenden. Selvgenereret falsk - ansporing til IF, der skyldes blanding af ure eller lokale oscillatorer i modtageren. Billedafvisningsspecifikationer gælder for både første og andet blandingstrin. I en typisk applikation for X- og Ku-Band kan det første blandingstrin være centreret omkring et højt IF i området 5 GHz til 10 GHz. En høj IF er ønskelig her, på grund af det faktum, at billedet falder ved Ftune + 2 × IF, som vist i figur 4. Så jo højere IF, jo længere væk vil billedbåndet falde. Dette billedbånd skal afvises, før det rammer den første mixer, ellers vil energi uden for båndet i dette område vise sig som falsk i den første IF. Dette er en af ​​de primære årsager til, at to blandingstrin typisk bruges. Hvis der var et enkelt blandingstrin, med IF i hundredvis af MHz, ville billedfrekvensen være meget svær at afvise i modtagerens frontende.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png?w=435 ' alt='Figur 4'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 4. Billeder blandes i IF. Der findes også et billedbånd for den anden mixer, når den første IF nedkonverteres til den anden IF. Da det andet IF er lavere i frekvens (alt fra et par hundrede MHz op til 2 GHz), kan filtreringskravene for det første IF -filter variere en del. For en typisk applikation, hvor den anden IF er et par hundrede MHz, kan filtreringen være meget vanskelig med en højfrekvent første IF, der kræver store brugerdefinerede filtre. Dette kan ofte være det sværeste filter i systemet at designe på grund af den høje frekvens og typisk snævre afvisningskrav. Ud over billedafvisning skal LO -effektniveauerne, der kommer tilbage fra mixeren til modtageindgangsstikket, filtreres aggressivt. Dette sikrer, at brugeren ikke kan registreres på grund af udstrålet strøm. For at opnå dette skal LO placeres godt uden for RF -passbåndet for at sikre, at tilstrækkelig filtrering kan realiseres. Introduktion til High IF -arkitekturen Det nyeste udbud af integrerede transceivere inkluderer AD9371, en 300 MHz til 6 GHz direkte konverteringstransceiver med to modtage- og to transmitteringskanaler. Modtag- og transmitterbåndbredden kan justeres fra 8 MHz til 100 MHz og kan konfigureres til frekvensdelingsduplex (FDD) eller time division duplex (TDD). Delen er anbragt i en 12 mm2 pakke og bruger ~3 W strøm i TDD-tilstand eller ~5 W i FDD-tilstand. Med fremskridt i kvadraturfejlkorrektion (QEC) kalibreringer opnås en billedafvisning på 75 dB til 80 dB.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png?w=435 ' alt='Figur 5'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 5. AD9371 blokdiagram for direkte konvertering transceiver. Fremme af ydeevnen for de integrerede transceiver IC'er har åbnet op for en ny mulighed. AD9371 indeholder den anden mixer, anden IF -filtrering og -forstærkning og variabel dæmpning ADC samt digital filtrering og decimering af signalkæden. I denne arkitektur kan AD9371, der har et tuningsområde på 300 MHz til 6 GHz, indstilles til en frekvens mellem 3 GHz og 6 GHz og modtage den første IF direkte (se figur 6). Med en forstærkning på 16 dB, NF på 19 dB og OIP3 på 40 dBm ved 5.5 GHz er AD9371 ideelt specificeret som en IF -modtager.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/da/destinationssider/tekniske artikler/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png? w = 435 'alt =' Figur 6 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figur 6. X- eller Ku-bånds transceiver med AD9371 som IF-modtager. Med brugen af ​​den integrerede transceiver som IF-modtager er der ikke længere en bekymring for billedet gennem den anden mixer, som det er tilfældet med superheterodyne-modtageren. Dette kan i høj grad reducere den nødvendige filtrering i den første IF -strimmel. Der skal dog stadig være en vis filtrering for at tage højde for andenordens effekter i transceiveren. Den første IF -strimmel skulle nu give filtrering to gange den første IF -frekvens for at negere disse effekter - en meget lettere opgave end at filtrere det andet billede og andet LO væk, hvilket kan være så tæt som flere hundrede MHz. Disse filtreringskrav kan typisk imødekommes med lave omkostninger, små LTCC -filtre fra hylden. Dette design giver også en høj grad af fleksibilitet i systemet og kan nemt genbruges til forskellige applikationer. En måde, hvorpå fleksibilitet tilvejebringes, er ved IF -frekvensvalg. En generel tommelfingerregel for IF-valg er at sætte det i et område, der er 1 GHz til 2 GHz højere end den ønskede spektrumbåndbredde gennem frontend-filtreringen. For eksempel, hvis designeren ønsker 4 GHz spektrumbåndbredde fra 17 GHz til 21 GHz gennem frontendfilteret, kan IF placeres med en frekvens på 5 GHz (1 GHz over den ønskede båndbredde på 4 GHz). Dette giver mulighed for realiserbar filtrering i forenden. Hvis kun 2 GHz båndbredde ønskes, kunne en IF på 3 GHz bruges. På grund af den software-definerbare karakter af AD9371 er det desuden let at ændre IF on the fly for kognitive radioapplikationer, hvor blokeringssignaler kan undgås, når de opdages. Den let justerbare båndbredde på AD9371 fra 8 MHz til 100 MHz giver yderligere mulighed for at undgå interferens i nærheden af ​​det interessante signal. Med det høje integrationsniveau i den høje IF-arkitektur ender vi med en modtagersignalkæde, der fylder omkring 50 % af den plads, der kræves for en tilsvarende superheterodyn, samtidig med at strømforbruget reduceres med 30 %. Derudover er den høje IF -arkitektur en mere fleksibel modtager end superheterodyne -arkitekturen. Denne arkitektur er en enabler for lave SWaP -markeder, hvor lille størrelse ønskes uden tab af ydelse. Modtagerfrekvensplanlægning med høj IF-arkitektur En af fordelene ved høj IF-arkitektur er evnen til at tune IF. Dette kan være særligt fordelagtigt, når man forsøger at oprette en frekvensplan, der undgår forstyrrende spor. Der kan opstå en interfererende ansporing, når det modtagne signal blandes med LO i mixeren og genererer en m × n ansporing, der ikke er den ønskede tone i IF -båndet. Blanderen genererer udgangssignaler og sporer i henhold til ligningen m × RF ± n × LO, hvor m og n er heltal. Det modtagne signal skaber en m × n ansporing, der kan falde i IF -båndet, og i visse tilfælde kan den ønskede tone forårsage en crossover -spur ved en bestemt frekvens. For eksempel, hvis vi observerer et system designet til at modtage 12 GHz til 16 GHz med en IF ved 5.1 GHz, som i figur 7, kan de m × n billedfrekvenser, der får en spore til at dukke op i båndet, findes med følgende ligning : &amp ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png?w=435 ' alt='Figur 7'&amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;gt; Figur 7. 12 GHz til 16 GHz modtager og sender høj IF arkitektur. I denne ligning er RF RF -frekvenserne på mixerens input, hvilket får en tone til at falde i IF. Lad os bruge et eksempel til at illustrere. Hvis modtageren er indstillet til 13 GHz, betyder det, at LO -frekvensen er 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Ved at sætte disse værdier ind i den foregående ligning og lade m og n variere fra 0 til 3, får vi følgende ligning for RF: Resultaterne er i følgende tabel: Tabel 1. M × N Spurious Tabel til 18.1 GHz LO mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 I tabellen viser første række/fjerde kolonne det ønskede 13 GHz signal, som er et resultat af et 1 × 1 produkt i mixeren. Den femte kolonne/fjerde række og ottende kolonne/tredje række viser potentielt problematiske frekvensbåndsfrekvenser, der kan vise sig som sporer i båndet. For eksempel er et 15.55 GHz signal inden for det ønskede område på 12 GHz til 16 GHz. En tone på 15.55 GHz på input blander sig med LO for at generere en 5.1 GHz tone (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). De andre rækker (2, 3, 4, 6, 7 og 9) kan også udgøre et problem, men på grund af at de er ude af bånd, kan de filtreres af inputbåndpasfilteret. Niveauet af sporen er afhængig af flere faktorer. Hovedfaktoren er mixerens ydeevne. Da en mixer i sagens natur er en ikke -lineær enhed, er der mange harmoniske genereret i delen. Afhængigt af hvor godt dioderne inde i mixeren matcher, og hvor godt mixeren er optimeret til falsk ydeevne, bestemmes niveauerne på output. Et mixerspordiagram er typisk inkluderet i databladet og kan hjælpe med at bestemme disse niveauer. Et eksempel på et mixer -spur -diagram er vist i tabel 2 for HMC773ALC3B. Diagrammet angiver dBc-niveauet for sporerne i forhold til den ønskede 1 × 1 tone. Tabel 2. Mixer Spur Chart for HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 -1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Med dette spordiagram kan vi sammen med en udvidelse af analysen, der blev foretaget i tabel 1, generere et fuldstændigt billede af, hvilke m × n billedtoner der kan forstyrre vores modtager og ved hvilket niveau. Et regneark kan genereres med et output svarende til det, der er vist i figur 8.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/da/destinationssider/tekniske artikler/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png? w = 435 'alt =' Figur 8 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figur 8. m × n billeder til 12 GHz til 16 GHz modtager. I figur 8 viser den blå del den ønskede båndbredde. Linjerne viser forskellige m × n -billeder og deres niveauer. Fra dette diagram er det let at se, hvilke filtreringskrav der er nødvendige før mixeren for at opfylde interferenskravene. I dette tilfælde er der flere billedsporer, der falder i bånd og ikke kan filtreres. Vi vil nu se på, hvordan fleksibiliteten i den høje IF -arkitektur tillader os at omgå nogle af disse sporer, hvilket er noget, som superheterodyne -arkitekturen ikke har råd til. Undgåelse af interferere i modtagertilstand Diagrammet i figur 9 viser en lignende frekvensplan, der spænder fra 8 GHz til 12 GHz, med en standard IF på 5.1 GHz. Dette diagram giver et andet billede af mixersporene, der viser centertunefrekvensen vs. m × n billedfrekvens, i modsætning til ansporingsniveau som tidligere vist. Den markerede 1: 1 diagonale linje i dette diagram viser den ønskede 1 × 1 ansporing. De andre linjer på grafen repræsenterer m × n billederne. På venstre side af dette tal er en repræsentation uden fleksibilitet i IF -tuning. IF er fastgjort til 5.1 GHz i dette tilfælde. Med en tune -frekvens på 10.2 GHz krydser en 2 × 1 billedspor det ønskede signal. Det betyder, at hvis du er indstillet til 10.2 GHz, er der en god chance for, at et signal i nærheden kan blokere modtagelsen af ​​signalet af interesse. Det rigtige plot viser en løsning på dette problem med fleksibel IF -tuning. I dette tilfælde skifter IF fra 5.1 GHz til 4.1 GHz nær 9.2 GHz. Dette forhindrer, at crossover -ansporing opstår.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/da/destinationssider/tekniske artikler/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png? w = 435 'alt =' Figur 9 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figur 9. m × n crossover-spor uden IF-fleksibilitet (øverst) og undgår crossover med IF-tuning (nederst). Dette er blot et simpelt eksempel på, hvordan blokerende signaler kan undgås med den høje IF-arkitektur. Når det er kombineret med intelligente algoritmer til at bestemme interferens og beregne nye potentielle IF -frekvenser, er der mange mulige måder at lave en modtager, der kan tilpasse sig ethvert spektralmiljø. Det er så simpelt som at bestemme en passende IF inden for et givet område (typisk 3 GHz til 6 GHz), derefter genberegne og programmere LO baseret på den frekvens. Senderfrekvensplanlægning med High IF -arkitekturen Som med planlægningen af ​​modtagerfrekvenser er det muligt at udnytte den fleksible karakter af high IF -arkitekturen til at forbedre senderens falske ydeevne. Hvorimod på modtagersiden er frekvensindholdet noget uforudsigeligt. På sendesiden er det lettere at forudsige det falske på senderens output. Dette RF -indhold kan forudsiges med følgende ligning: Hvor IF er foruddefineret og bestemt af tuningsfrekvensen for AD9371, bestemmes LO af den ønskede udgangsfrekvens. Et lignende mixerdiagram, som blev udført for modtagerkanalen, kan genereres på sendesiden. Et eksempel er vist i figur 10. I dette diagram er de største sporer billedet og LO-frekvenserne, som kan filtreres ud til ønskede niveauer med et båndpasfilter efter mixeren. I FDD-systemer, hvor falsk output kan desensibilisere en nærliggende modtager, kan in-band sporer være problematiske, og det er her fleksibiliteten ved IF-tuning kan komme til nytte. I eksemplet fra figur 10, hvis der bruges et statisk IF på 5.1 GHz, vil der eksistere en crossover -ansporing på transmitterens output, som vil være nær 15.2 GHz. Ved at justere IF til 4.3 GHz ved en tune-frekvens på 14 GHz, kan crossover-sporet undgås. Dette er afbildet i figur 11.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/da/destinationssider/tekniske artikler/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png? w = 435 'alt =' Figur 10 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figur 10. Output falsk uden filtrering.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/da/destinationssider/tekniske artikler/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png? w = 435 'alt =' Figur 11 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figur 11. Statisk IF forårsager crossover spur (top), IF tuning for at undgå crossover spur (bottom). Designeksempel—Wideband FDD System For at vise den ydeevne, der kan opnås med denne arkitektur, blev en prototype modtager- og sender-FDD-system bygget op med hyldekomponenter af Analog Devices og konfigureret til 12 GHz til 16 GHz drift i modtagebåndet, og 8 GHz til 12 GHz drift i sendebåndet. Et IF på 5.1 GHz blev brugt til at indsamle ydelsesdata. LO blev sat til et område på 17.1 GHz til 21.1 GHz for modtagekanalen og 13.1 GHz til 17.1 GHz for sendekanalen. Blokdiagrammet for prototypen er vist i figur 12. I dette diagram vises X- og Ku -omformerkortet til venstre, og AD9371 -evalueringskortet vises til højre.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/da/destinationssider/tekniske artikler/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png? w = 435 'alt =' Figur 12 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figur 12. Blokdiagram for X- og Ku-bånd modtager og sender FDD prototype system. Gain-, støjfigur- og IIP3 -data blev indsamlet på modtager -downkonverteren og er vist i figur 13 (øverst). Samlet set var gevinsten ~ 20 dB, NF var ~ 6 dB, og IIP3 var ~ –2 dBm. Nogle yderligere forstærkningsudjævninger kan opnås ved brug af en equalizer, eller en forstærkningskalibrering kan udføres ved hjælp af variabeldæmperen i AD9371.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/da/destinationssider/tekniske artikler/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png? w = 435 'alt =' Figur 13 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figur 13. Ku-båndsmodtagerdata (øverst), X-båndsenderdata (nederst). Transmitterens upconverter blev også målt og registrerede dens forstærkning, 0 P1dB og OIP3. Disse data er afbildet på tværs af frekvensen i figur 13 (nederst). Forstærkningen er ~ 27 dB, P1 dB ~ 22 dBm og OIP3 ~ 32 dBm. Når dette kort er koblet til den integrerede transceiver, er de overordnede specifikationer for modtagelse og transmission som vist i tabel 3. Tabel 3. Tabel over samlet systemydelse Rx, 12 GHz til 16 GHz Tx, 8 GHz til 12 GHz Forøgelse 36 dB Udgangseffekt 23 dBm Støj Figur 6.8 dB Støjgulv –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm Pin, max (ingen AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm In-Band m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc Power 3.4 W Power 4.2 W Samlet set er modtagerens ydelse på linje med en superheterodyne-arkitektur, mens strømmen er stærkt reduceret . Et tilsvarende superheterodyne -design ville forbruge mere end 5 W til modtagerkæden. Derudover blev prototypebrættet fremstillet uden prioritet for at reducere størrelsen. Med korrekte PCB-layoutteknikker samt integration af AD9371 på samme printkort som downkonverteren, kunne den samlede størrelse af en løsning, der bruger denne arkitektur, kondenseres til kun 4 til 6 kvadrattommer. Dette viser betydelige størrelsesbesparelser i forhold til en tilsvarende superheterodyne -løsning, som ville være tættere på 8 til 10 kvadratcentimeter.

Læg en besked 

Message List